摘要： 基于智能回饋技術(shù)，對(duì)三相整流拓?fù)溥M(jìn)行了分析，指出了其相對(duì)其他整流單元的區(qū)別，并針對(duì)其控制實(shí)現(xiàn)方案進(jìn)行了研究，指出鎖相法具有更強(qiáng)的實(shí)用性。為了對(duì)上述分析進(jìn)行驗(yàn)證，文中給出了仿真和實(shí)驗(yàn)實(shí)例，仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析控制策略的正確性和拓?fù)涞目尚行浴?/p>

　　關(guān)鍵詞： SRU(Smart Rectifier Unit); SPLL; 回饋

　　《智能制造》面向國(guó)內(nèi)外公開(kāi)發(fā)行.雜志以提高企業(yè)應(yīng)用水平，追蹤技術(shù)研發(fā)熱點(diǎn)，報(bào)道市場(chǎng)發(fā)展動(dòng)態(tài)為鮮明特點(diǎn)，生動(dòng)、及時(shí)地反映CAD/CAM/CAPP/ERP領(lǐng)域的新動(dòng)態(tài)。

　　1 引言

　　在石油鉆井、起重以及冶金軋鋼傳動(dòng)系統(tǒng)中，常用的三相整流單元有二極管整流單元(Diode Rectifier Unit)、晶閘管基本整流單元(Basic Rectifier Unit)和AFE有源整流單元(AFE Active Rectifier Unit)。在大功率場(chǎng)合，由于存在電機(jī)能量回饋，如果能有效處理該回饋能量，將會(huì)起到較好的節(jié)能效果。故從節(jié)能回饋方面考慮，以上整流單元的主要特點(diǎn)如下。

　　1.1 二極管整流單元(DRU)

　　如圖1所示為DRU為三相二極管整流拓?fù)洌湓砗?jiǎn)單、經(jīng)濟(jì)且運(yùn)行可靠，但是能量不能回饋電網(wǎng)，電機(jī)側(cè)回饋能量只能通過(guò)制動(dòng)單元以熱的形式消耗在制動(dòng)電阻上。

　　1.2 晶閘管基本整流單元(BRU)

　　晶閘管基本整流單元BRU有兩種形式，一種為單向晶閘管(如圖2所示)，一種為雙向晶閘管[1，2](如圖3所示)。

　　單向晶閘管基本整流單元可通過(guò)控制晶閘管觸發(fā)角以實(shí)現(xiàn)對(duì)母線電壓大小調(diào)節(jié)，但實(shí)際上該控制僅用于控制母線電容軟起的過(guò)程中，其本質(zhì)和DRU電路相同，對(duì)于回饋能量只能通過(guò)制動(dòng)單元以熱的形式消耗在制動(dòng)電阻上。

　　雙向晶閘管整流由正反兩個(gè)可控整流橋組成，這種結(jié)構(gòu)能夠?qū)崿F(xiàn)能量回饋[3]，實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行，整流時(shí)正向橋工作，回饋時(shí)反向橋工作。但是該拓?fù)浯嬖诘闹饕獑?wèn)題是，在回饋工作時(shí)如果電網(wǎng)掉電，加之晶閘管不能控制關(guān)斷的特點(diǎn)，將會(huì)導(dǎo)致母線電容經(jīng)過(guò)晶閘管短路，從而發(fā)生設(shè)備損壞風(fēng)險(xiǎn)。

　　1.3 AFE有源整流單元(AFE Active Rectifier Unit)

　　如圖4所示為AFE有源整流單元，其通過(guò)PWM[4]調(diào)制、電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)雙閉環(huán)調(diào)節(jié)，使得母線電壓可調(diào)，可完美實(shí)現(xiàn)能量雙向流動(dòng)，同時(shí)功率因數(shù)可調(diào)節(jié)。但其主要缺點(diǎn)體現(xiàn)在：由于需要配置前端LCL濾波器FIU，故成本相對(duì)高;由于有高頻成分流過(guò)濾波器，故噪音較大;其控制復(fù)雜，要求配合使用較高性能的控制器。

　　通過(guò)對(duì)上述幾種整流單元特點(diǎn)的分析，為了既能滿足回饋的節(jié)能需求，同時(shí)又能有效的控制成本、提高可靠性和降低噪音，提出了一種新型的智能整流單元SRU(Smart Rectifier Unit)的拓?fù)鋺?yīng)用。本文通過(guò)對(duì)其基本原理的深入分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，證實(shí)了拓?fù)鋺?yīng)用方案的可行性和可靠性。

　　2 智能回饋整流單元基本原理及實(shí)現(xiàn)

　　智能回饋整流單元拓?fù)淙缦聢D5所示，其包括三相輸入平波電感L和三相IGBT(內(nèi)置反并聯(lián)二極管)整流電路。其基本工作原理為： IGBT及內(nèi)置二極管當(dāng)二極管在自然換流點(diǎn)自動(dòng)導(dǎo)通時(shí)，通過(guò)外部電路控制IGBT導(dǎo)通;同理當(dāng)二極管關(guān)斷時(shí)，控制IGBT關(guān)斷。

　　由于二極管和IGBT同時(shí)導(dǎo)通，故相當(dāng)于一個(gè)雙向開(kāi)關(guān)，從而該拓?fù)淇赏瑫r(shí)工作為兩種模式下：整流模式和逆變回饋模式。整流模式下為電網(wǎng)輸入電壓經(jīng)IGBT內(nèi)部的反并聯(lián)二極管形成三相不控整流回路給母線電容充電;逆變回饋模式下為母線電容經(jīng)IGBT形成三相回饋回路向電網(wǎng)回饋能量。能量的流向只取決于母線電壓和電網(wǎng)側(cè)電壓的大小，網(wǎng)側(cè)電壓高則工作在整流模式，母線電壓高則工作在回饋模式。

　　2.1 滯環(huán)比較法

　　滯環(huán)比較法通過(guò)對(duì)采樣得到的三相電網(wǎng)側(cè)相電壓做差，然后通過(guò)滯環(huán)控制器來(lái)得到所需的開(kāi)關(guān)信號(hào)。為了對(duì)其進(jìn)行驗(yàn)證，搭建Matlab仿真模型如圖6所示，其仿真結(jié)果如圖7所示。

　　根據(jù)分析，對(duì)A相橋臂上管AU分析可知，只有當(dāng)相電壓Va > Vb 且 Va > Vc時(shí)，滿足導(dǎo)通條件;對(duì)A相橋臂下管AD分析可知，只有當(dāng)相電壓Va < Vb 且 Va < Vc時(shí)，滿足導(dǎo)通條件;B和C相橋臂可同理分析得到。圖7的仿真結(jié)果和理論分析一致。

　　對(duì)于采用相電壓的差值做滯環(huán)控制，主要是考慮到電網(wǎng)電壓存在畸變的情況，尤其是電壓采樣點(diǎn)為電感L后端時(shí)，通過(guò)滯環(huán)可以在比較值的臨界狀態(tài)避免抖動(dòng)，也可通過(guò)調(diào)節(jié)滯環(huán)帶寬來(lái)調(diào)節(jié)導(dǎo)通角大小，得到需要的回饋起始電壓門(mén)檻，但滯環(huán)大小的取值不好確定，太小可能不能有效抑制抖動(dòng)，太大又將減小了系統(tǒng)的帶載能力。

　　2.2 鎖相法

　　為了避免滯環(huán)比較法[5]中由于滯環(huán)設(shè)置不合理導(dǎo)致的輸出抖動(dòng)問(wèn)題，一般采用三相軟件鎖相環(huán)(SPLL[6])方法。電壓合成矢量■與d、q軸電壓分量Vd、Vq的關(guān)系圖如圖8所示，其中θ為三相電壓矢量空間合成角，為目標(biāo)鎖相角度，θ1為假設(shè)的軟件鎖相角度，可看出，如果θ1≠θ，則Vq不為0，或?yàn)檎担驗(yàn)樨?fù)值。故通過(guò)環(huán)路控制使Vq=0，則此時(shí)軟件鎖相角度θ1=θ，從而實(shí)現(xiàn)鎖相。

　　設(shè)三相對(duì)稱正弦相電壓的瞬時(shí)值可以表示為：

　　Va =Vsm cosθVb =Vsm cos(θ-120°)Vc =Vsm cos(θ+120°)

　　式中，θ=?棕·t，為輸入相位角;?棕為電網(wǎng)角頻率;Vsm為電網(wǎng)相電壓峰值。

　　三相對(duì)稱電壓變換到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系變換后得到的d、q軸電壓分量可以表示為：

　　Vd =Vsm cos(θ-θ1)Vq =Vsm sin(θ-θ1)

　　三相電壓SPLL控制原理框圖如圖9所示，圖中ω為壓控振蕩器的固有頻率，此處對(duì)應(yīng)于電網(wǎng)額定頻率，ω=100π。通過(guò)q軸電壓PI不斷調(diào)節(jié)，使輸出相位角θ1跟隨輸入相位角θ變化，即相位角θ與A相電壓相位同步變化。可以看出，SPLL控制原理簡(jiǎn)單明了，也方便于采用DSP程序進(jìn)行編程實(shí)現(xiàn)。

　　鎖相輸出結(jié)果如圖10所示，圖10(上)為鎖相角輸出，鎖相零點(diǎn)對(duì)應(yīng)Vα的峰值點(diǎn)，而Vα=Va;為了便于應(yīng)用，將鎖相角階梯化為6個(gè)分區(qū)，每個(gè)分區(qū)跨度為60度角，如圖10(中)所示;在圖10(中)的基礎(chǔ)上對(duì)鎖相角進(jìn)行移位(左移60度角)處理后即可得到相應(yīng)的三相上管驅(qū)動(dòng)波形輸出，如圖10(下)所示，三相下管通過(guò)在各相上管的基礎(chǔ)上右移60度即可得到下管輸出波形。

　　考慮到電網(wǎng)諧波和IGBT開(kāi)關(guān)的干擾，采用SPLL鎖相的方式，得到的觸發(fā)換相點(diǎn)更為精確。在切入回饋時(shí)，母線電壓波動(dòng)也不會(huì)受到干擾。對(duì)于采樣點(diǎn)的選取，也更加靈活。

　　3 仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

　　為了對(duì)以上分析進(jìn)行驗(yàn)證，同時(shí)考慮到鎖相法相對(duì)滯環(huán)比較法更具適應(yīng)性和實(shí)用性，故仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證采用鎖相法進(jìn)行。

　　研制樣機(jī)為690V/710KW SRU，IGBT采用FS450R17OE4，母線電容為7800uF，輸入電感為68uH。以下圖11為仿真結(jié)果，其中圖(a)為整流狀態(tài)，此時(shí)由于母線輸出帶載，從而母線電壓在A相上管導(dǎo)通期間持續(xù)小于電網(wǎng)電壓，從而電流全部為整流電流，方向?yàn)檎?電流正方向定義為網(wǎng)側(cè)到直流側(cè));圖(b)為當(dāng)母線升高為在A相上管導(dǎo)通期間持續(xù)大于電網(wǎng)電壓，從而電流全部為回饋電流，方向?yàn)樨?fù)。

　　實(shí)驗(yàn)過(guò)程中的鎖相波形如圖12所示，其鎖相零點(diǎn)對(duì)應(yīng)Vα的峰值，和2.2節(jié)的理論分析和仿真結(jié)果一致。

　　通過(guò)實(shí)驗(yàn)可以發(fā)現(xiàn)，智能回饋整流單元中回饋能量的IGBT始終按照電網(wǎng)頻率，在自然換相點(diǎn)觸發(fā)導(dǎo)通，且經(jīng)過(guò)電氣角度120°處觸發(fā)關(guān)斷，如圖13所示，和和2.2節(jié)的理論分析和仿真結(jié)果也一致。

　　在690V系統(tǒng)樣機(jī)中，將母線電壓設(shè)置為1000V，從而理論分析由于其大于電網(wǎng)電壓的峰值，故在A相導(dǎo)通期間，電流將全部通過(guò)IGBT回饋到電網(wǎng)，實(shí)際電流測(cè)試波形如圖14所示(回饋電流方向?yàn)檎较?，和理論分析保持一致。

　　4 結(jié)束語(yǔ)

　　通過(guò)本文的分析，得出了下列結(jié)論：智能回饋整流是一種性價(jià)比高的可用于節(jié)能回饋場(chǎng)合的整流單元，且控制簡(jiǎn)單，應(yīng)用可靠;智能整流回饋單元的實(shí)現(xiàn)方式有滯環(huán)比較法和鎖相法，相比較而言，在考慮到電網(wǎng)波動(dòng)和采樣點(diǎn)的靈活性方面，鎖相法相對(duì)具有較強(qiáng)的適用性和實(shí)用性;通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)，證明了智能回饋拓?fù)浼捌淇刂品桨傅目尚行浴?/p>

　　參考文獻(xiàn)：

　　[1]馬小亮. 交-直-交變頻器的IGBT(IGCT)整流/回饋電源[J]. 電氣傳動(dòng)2012，12(10)，43-43.

　　[2]徐文偉，肖 兵，楊傳海. 電能回饋裝置與二極管整流裝置并聯(lián)研究[J]. 電力電子技術(shù)，2013，47(1)：29-31.

　　[3]王仕韜，呂征宇，王鹿軍，張德華，姚文熙. 永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的變拓?fù)渚чl管整流器控制策略[J]. 電力系統(tǒng)自動(dòng)化，2012，36(4)：47-53.

　　[4]李世平，李華德，李 擎，唐 勇. 帶有有源前端的大功率雙三電平變頻器及其控制[J]. 電氣傳動(dòng)，2005，35(6)：77-81.

　　[5]張 興，張崇巍. PWM整流器及其控制[M]. 北京：機(jī)械工業(yè)出版社.2012：183-196.

　　[6]龔錦霞， 解 大. 三相數(shù)字鎖相環(huán)的原理及性能 [J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2009， 24 (10)： 94-99.