摘要： 基于智能回饋技術，對三相整流拓撲進行了分析，指出了其相對其他整流單元的區別，并針對其控制實現方案進行了研究，指出鎖相法具有更強的實用性。為了對上述分析進行驗證，文中給出了仿真和實驗實例，仿真和實驗結果驗證了理論分析控制策略的正確性和拓撲的可行性。

　　關鍵詞： SRU(Smart Rectifier Unit); SPLL; 回饋

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　　1 引言

　　在石油鉆井、起重以及冶金軋鋼傳動系統中，常用的三相整流單元有二極管整流單元(Diode Rectifier Unit)、晶閘管基本整流單元(Basic Rectifier Unit)和AFE有源整流單元(AFE Active Rectifier Unit)。在大功率場合，由于存在電機能量回饋，如果能有效處理該回饋能量，將會起到較好的節能效果。故從節能回饋方面考慮，以上整流單元的主要特點如下。

　　1.1 二極管整流單元(DRU)

　　如圖1所示為DRU為三相二極管整流拓撲，其原理簡單、經濟且運行可靠，但是能量不能回饋電網，電機側回饋能量只能通過制動單元以熱的形式消耗在制動電阻上。

　　1.2 晶閘管基本整流單元(BRU)

　　晶閘管基本整流單元BRU有兩種形式，一種為單向晶閘管(如圖2所示)，一種為雙向晶閘管[1，2](如圖3所示)。

　　單向晶閘管基本整流單元可通過控制晶閘管觸發角以實現對母線電壓大小調節，但實際上該控制僅用于控制母線電容軟起的過程中，其本質和DRU電路相同，對于回饋能量只能通過制動單元以熱的形式消耗在制動電阻上。

　　雙向晶閘管整流由正反兩個可控整流橋組成，這種結構能夠實現能量回饋[3]，實現四象限運行，整流時正向橋工作，回饋時反向橋工作。但是該拓撲存在的主要問題是，在回饋工作時如果電網掉電，加之晶閘管不能控制關斷的特點，將會導致母線電容經過晶閘管短路，從而發生設備損壞風險。

　　1.3 AFE有源整流單元(AFE Active Rectifier Unit)

　　如圖4所示為AFE有源整流單元，其通過PWM[4]調制、電壓外環和電流內環雙閉環調節，使得母線電壓可調，可完美實現能量雙向流動，同時功率因數可調節。但其主要缺點體現在：由于需要配置前端LCL濾波器FIU，故成本相對高;由于有高頻成分流過濾波器，故噪音較大;其控制復雜，要求配合使用較高性能的控制器。

　　通過對上述幾種整流單元特點的分析，為了既能滿足回饋的節能需求，同時又能有效的控制成本、提高可靠性和降低噪音，提出了一種新型的智能整流單元SRU(Smart Rectifier Unit)的拓撲應用。本文通過對其基本原理的深入分析和實驗驗證，證實了拓撲應用方案的可行性和可靠性。

　　2 智能回饋整流單元基本原理及實現

　　智能回饋整流單元拓撲如下圖5所示，其包括三相輸入平波電感L和三相IGBT(內置反并聯二極管)整流電路。其基本工作原理為： IGBT及內置二極管當二極管在自然換流點自動導通時，通過外部電路控制IGBT導通;同理當二極管關斷時，控制IGBT關斷。

　　由于二極管和IGBT同時導通，故相當于一個雙向開關，從而該拓撲可同時工作為兩種模式下：整流模式和逆變回饋模式。整流模式下為電網輸入電壓經IGBT內部的反并聯二極管形成三相不控整流回路給母線電容充電;逆變回饋模式下為母線電容經IGBT形成三相回饋回路向電網回饋能量。能量的流向只取決于母線電壓和電網側電壓的大小，網側電壓高則工作在整流模式，母線電壓高則工作在回饋模式。

　　2.1 滯環比較法

　　滯環比較法通過對采樣得到的三相電網側相電壓做差，然后通過滯環控制器來得到所需的開關信號。為了對其進行驗證，搭建Matlab仿真模型如圖6所示，其仿真結果如圖7所示。

　　根據分析，對A相橋臂上管AU分析可知，只有當相電壓Va > Vb 且 Va > Vc時，滿足導通條件;對A相橋臂下管AD分析可知，只有當相電壓Va < Vb 且 Va < Vc時，滿足導通條件;B和C相橋臂可同理分析得到。圖7的仿真結果和理論分析一致。

　　對于采用相電壓的差值做滯環控制，主要是考慮到電網電壓存在畸變的情況，尤其是電壓采樣點為電感L后端時，通過滯環可以在比較值的臨界狀態避免抖動，也可通過調節滯環帶寬來調節導通角大小，得到需要的回饋起始電壓門檻，但滯環大小的取值不好確定，太小可能不能有效抑制抖動，太大又將減小了系統的帶載能力。

　　2.2 鎖相法

　　為了避免滯環比較法[5]中由于滯環設置不合理導致的輸出抖動問題，一般采用三相軟件鎖相環(SPLL[6])方法。電壓合成矢量■與d、q軸電壓分量Vd、Vq的關系圖如圖8所示，其中θ為三相電壓矢量空間合成角，為目標鎖相角度，θ1為假設的軟件鎖相角度，可看出，如果θ1≠θ，則Vq不為0，或為正值，或為負值。故通過環路控制使Vq=0，則此時軟件鎖相角度θ1=θ，從而實現鎖相。

　　設三相對稱正弦相電壓的瞬時值可以表示為：

　　Va =Vsm cosθVb =Vsm cos(θ-120°)Vc =Vsm cos(θ+120°)

　　式中，θ=?棕·t，為輸入相位角;?棕為電網角頻率;Vsm為電網相電壓峰值。

　　三相對稱電壓變換到兩相旋轉坐標系變換后得到的d、q軸電壓分量可以表示為：

　　Vd =Vsm cos(θ-θ1)Vq =Vsm sin(θ-θ1)

　　三相電壓SPLL控制原理框圖如圖9所示，圖中ω為壓控振蕩器的固有頻率，此處對應于電網額定頻率，ω=100π。通過q軸電壓PI不斷調節，使輸出相位角θ1跟隨輸入相位角θ變化，即相位角θ與A相電壓相位同步變化。可以看出，SPLL控制原理簡單明了，也方便于采用DSP程序進行編程實現。

　　鎖相輸出結果如圖10所示，圖10(上)為鎖相角輸出，鎖相零點對應Vα的峰值點，而Vα=Va;為了便于應用，將鎖相角階梯化為6個分區，每個分區跨度為60度角，如圖10(中)所示;在圖10(中)的基礎上對鎖相角進行移位(左移60度角)處理后即可得到相應的三相上管驅動波形輸出，如圖10(下)所示，三相下管通過在各相上管的基礎上右移60度即可得到下管輸出波形。

　　考慮到電網諧波和IGBT開關的干擾，采用SPLL鎖相的方式，得到的觸發換相點更為精確。在切入回饋時，母線電壓波動也不會受到干擾。對于采樣點的選取，也更加靈活。

　　3 仿真及實驗驗證

　　為了對以上分析進行驗證，同時考慮到鎖相法相對滯環比較法更具適應性和實用性，故仿真和實驗驗證采用鎖相法進行。

　　研制樣機為690V/710KW SRU，IGBT采用FS450R17OE4，母線電容為7800uF，輸入電感為68uH。以下圖11為仿真結果，其中圖(a)為整流狀態，此時由于母線輸出帶載，從而母線電壓在A相上管導通期間持續小于電網電壓，從而電流全部為整流電流，方向為正(電流正方向定義為網側到直流側);圖(b)為當母線升高為在A相上管導通期間持續大于電網電壓，從而電流全部為回饋電流，方向為負。

　　實驗過程中的鎖相波形如圖12所示，其鎖相零點對應Vα的峰值，和2.2節的理論分析和仿真結果一致。

　　通過實驗可以發現，智能回饋整流單元中回饋能量的IGBT始終按照電網頻率，在自然換相點觸發導通，且經過電氣角度120°處觸發關斷，如圖13所示，和和2.2節的理論分析和仿真結果也一致。

　　在690V系統樣機中，將母線電壓設置為1000V，從而理論分析由于其大于電網電壓的峰值，故在A相導通期間，電流將全部通過IGBT回饋到電網，實際電流測試波形如圖14所示(回饋電流方向為正方向)，和理論分析保持一致。

　　4 結束語

　　通過本文的分析，得出了下列結論：智能回饋整流是一種性價比高的可用于節能回饋場合的整流單元，且控制簡單，應用可靠;智能整流回饋單元的實現方式有滯環比較法和鎖相法，相比較而言，在考慮到電網波動和采樣點的靈活性方面，鎖相法相對具有較強的適用性和實用性;通過仿真和實驗，證明了智能回饋拓撲及其控制方案的可行性。

　　參考文獻：

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